ВЫБОР
ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ И
ИЗБИРАТЕЛЬНЫХ
СИСТЕМ ТРАКТА
ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ. ВЫБОР
ИЗБИРАТЕЛЬНОЙ
СИСТЕМЫ
ВХОДНОЙ ЦЕПИ.
Для
обеспечения
избирательности
по «зеркальному»
каналу
на входе радиоприемного
устройства
ставится полосковый
полосно-пропускающий
фильтр ППФ на
связанных
симметричных
полосковых
линиях. Для
заданной частоты
сигнала эквивалентное
затухание
резонатора
на МПЛ
э
=0,02. По рис. 2.2 [2]
видно, что
необходимое
ослабление
«зеркального»
канала
(25 Дб по 7.3) можно
получить, выбрав
2-ух звенный
фильтр. По рис.2.2
находится
зк=5,8.
Теперь находим
fпр,
обеспечивающая
избирательность
по «зеркальному»
каналу:
1.
fпр
0,25
зк*dэсч*fo,
где dэсч
-эквивалентное
затухание
контуров[2].
Рекомендуется
брать 0,002...0,004
Минимально
осуществимое
эквивалентное
затухание
тракта УПЧ:
эп=q*o
min [2]
Для полученной
fпр
по табл. 2.6.
[2] нужно
выбрать q=2,6-коэффициент
шунтирования
контура и
o
min =0,006
-минимально
достижимое
затухание
контура
эп
= 2,6 *0,006=0,015
Коэффициент
прямоугольности
резонансной
кривой тракта
УПЧ для ослабления
25 Дб:
Кпс=2
fck/Пf
[1],где 2
fck
- расстройка
при ослаблении
соседнего
канала
fck=5.5МГц
Пf=4.796
МГЦ
Кпс=2*5,5*10
/4,796*10
=3,29
Вид и количество
селективных
элементов
выбирается
из табл. 2.7.[2],
так чтобы Кпс
был не больше
требуемого.
Кпс=3,0
при 3-ех каскадах,
но при ослаблении
соседнего
канала 40 Дб. На
каждый каскад
приходится
ослабление
по 13 Дб. Заданное
по Т.З. ослабление
нам обеспечат,
значит 2 каскада
по 13 Дб. Итак,
полученный
коэффициент
прямоугольности
обеспечат две
избирательные
системы с двумя
связанными
контурами с
критической
связью между
ними (
=1) и
(м)
=0,99
Для
обеспечения
заданной полосы
пропускания
многокаскадного
усилителя с
одинаковыми
каскадами,
промежуточная
частота приемника
должна удовлетворять
неравенству:
2.
fпр
(
fпл/
эп)*
(м)=(Пf
/
эп)*
(м)
[2]
Теперь
следует определить
fпр
из условия
обеспечения
хорошего
воспроизведения
формы импульса
на выходе детектора
3.
f пр
u
где
u
- длительность
импульса
Далее
следует определить
fпр
из условия
обеспечения
необходимой
фильтрации
напряжения
ПЧ на входе
детектора
4.
f пр
Fпл
[3], где
Fпл=ПF=3.052
МГц
Итак, в итоге
получаем:
1.fпр
0,25*5,8*0,004*2*10
=11,6МГц
2.fпр
(4,796*10
/0,015)*0,99=316,5
МГц
3.fпр
(10….20)/1,2*10=
(8,33…..16,66)МГц
4.fпр
(5….10)*3,052*10
=(15….30)МГц
Окончательно
можно выбрать
fпр=30
МГц
ВЫБОР СХЕМЫ
И ЭЛЕМЕНТНОЙ
БАЗЫ ТРАКТА
ПЧ,
РАСЧЕТ
ЧИСЛА КАСКАДОВ
УСИЛЕНИЯ.
В
приемниках
дециметровых
волн без усилителей
радиочастоты
существенным
фактором,
определяющим
чувствительность
приемников,
является коэффициент
шума тракта
УПЧ. В таких
случаях для
снижения коэффициента
шума приемника
рационально
после диодного
преобразователя
частоты первым
включать малошумящие
каскады УПЧ.
Поскольку в
приемниках
с диодным
преобразованием
частоты влияние
полосы входной
цепи УПЧ на
частотную
характеристику
УПЧ в первом
приближении
можно пренебречь,
а применение
коррекции или
нейтрализации
в малошумящих
каскадах УПЧ
нежелательно,
так как это
может увеличить
коэффициент
шума, низкий
коэффициент
шума этих каскадов
должен достигаться
благодаря
использованию
в них малошумящих
транзисторов,
подбору режимов
их работы,
специфическому
построению
как тракта УПЧ
так и цепей
соединяющих
вход УПЧ с выходом
преобразователя
частоты. Желательно
чтобы малошумящие
каскады УПЧ
имели достаточно
высокий коэффициент
усиления и
возможность
регулировки
при заданном
динамическом
диапазоне
входных сигналов.
Необходимо
так же обеспечить
достаточную
широкополосность
тракта УПЧ для
усиления импульсного
сигнала при
выполнении
заданного
требования
по избирательности
и устойчивости
усиления. Этим
требованиям
в наибольшей
мере соответствует
применение
в качестве
усилительных
каскадов УПЧ
- усилительных
каскадов на
транзисторах,
соединенных
по каскадной
схеме. В силу
изложенного
выше в качестве
усилительного
элемента выбираем
ИМС серии 228,
имеющей широкое
применение.
Для того чтобы
найти коэффициент
усиления УПЧ
надо знать
входное и выходное
напряжение
УПЧ. Так как за
каскадами УПЧ
расположен
детектор, то
Uвхдет.=Uвых.упч.
Для нормальной
работы детектора
импульсного
сигнала на его
вход надо подавать
U=1В,
тогда Uвых.дет.=(0,4...0,5)В
Сначала
требуется найти
величину сигнала
на входе УПЧ
Uвх.упч=
[2]
где Крф=0,98-коэффициент
передачи фидера
Кр.вх.ц.=(0,25....0,1)-коэффициент
передачи входной
цепи в виде ППФ
с затуханием
на краях полосы
пропускания
порядка (8...10)Дб
Крсм=0,4-коэффициент
передачи смесителя
на диодах с
барьером Шоттки
q вых.см=0,002
См -активная
составляющая
входной проводимости
смесителя
Uвх.упч=
=8,1*10
В
Теперь можно
найти коэффициент
усиления трактата
УПЧ
Купч
=Uд*Кз/
*U
вх.упч
, где Uд
= 1В-напряжение
сигнала на
входе детектора
(или Uвых.
упч)
Кз
= (1...2) - коэффициент
запаса усиления
Купч=1*1/
*8,1*10=
81934
Ориентировочное
число каскадов
УПЧ:
n
lgKупч
; n
lg81934 = 4.9 Принимаем
n =
5
Каскады
УПЧ собраны
на ИМС серии
К228УВ2 на основе
транзисторов
2Т307Б, имеющих
следующие
параметры Uкэ
max=10В,
I к
max=20мА,
Р к
max=15мВт,
Сэ<3
nФ, Iко=0,5
мкА,o=60,
f/f
=0.2,
rэ=
20 Ом, r’б=
50 Ом, Ск=
6 пФ
Коэффициент
шума этого
транзистора
уже рассчитан
в [5]
Nmin=1,3.
Тогда коэффициент
шума 1-го каскада
УПЧ:
Nупч1=2*Nmin=2.6
Поскольку
наибольшее
влияние на
шумовые параметры,
в том числе и
коэффициент
шума всего
тракта УПЧ
оказывает
первый каскад,
то можно считать,
что коэффициент
шума УПЧ
Nупч1
ВЫБОР
СХЕМЫ И ЭЛЕМЕНТНОЙ
БАЗЫ ДЕТЕКТОРА
И ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯ
Для детектирования
импульсных
сигналов в
основном применяется
последовательная
схема диодного
детектора как
наиболее простая
и обеспечивающая
широкую полосу
пропускания.
В качестве
нелинейного
элемента используется
германиевый
диод. Согласно
техническому
заданию на
выходе радиоприемного
устройства
надо получить
Um
вых=5В. Необходимо
определить
коэффициент
усиления импульсного
усилителя:
Kу=Umвых/Uвхд*Кд
, где Uвхд
= 1В-напряжение
сигнала на
входе детектора
,Кд=(0,4…0,5)-
коэффициент
передачи детектора
Ку=5/1*0,5=10
Так как выходное
напряжение
РПУ нужно получить
на низкоомной
нагрузке, то
для согласования
необходимо
использовать
эмиттерный
или стоковый
повторитель
с коэффициентом
передачи Кэп=0,8,
тогда окончательно
коэффициент
усиления импульсного
усилителя:
К’у=
Ку/Кэп=10/0,8=12,5
Принимаем
К’у=13
. В качестве
видео усилителя
может быть
применена ИМС
серии КР 119 УН
1.
ВЫБОР СХЕМЫ
И СПОСОБА
РЕГУЛИРОВКИ
УСИЛЕНИЯ.
РАСЧЕТ ЧИСЛА
РЕГУЛИРУЕМЫХ
КАСКАДОВ
И ПОСТОЯННОЙ
ФИЛЬТРА АРУ.
Чтобы освободить
оператора от
операций регулировки
усиления в
условиях
значительного
динамического
диапазона
изменения
уровня входного
сигнала применяют
АРУ, с помощью
которой обеспечивают,
необходимое
для нормальной
работы оконечных
устройств,
постоянство
выходных сигналов.
В приемниках
импульсных
сигналов используют
инерционные
АРУ. Основное
отличие импульсной
системы от
непрерывной
состоит в том,
что она содержит
в цепи регулирования
импульсный
элемент, задачей
которого является
преобразование
импульсного
напряжения
на выходе
регулируемого
усилителя в
постоянное
управляющее
напряжение,
пропорциональное
уровню входных
импульсных
сигналов. Эта
задача решается
с помощью пикового
детектора. С
целью сохранения
большей линейности
регулировочной
характеристики
и уменьшения
возможных
нелинейных
искажений
сигнала целесообразно
осуществить
регулировку
усиления первых
каскадов усиления
приемника,
работающих
с малым уровнем
сигнала. Обычно
регулируемыми
являются первые
каскады УПЧ.
Требования
к эффективности
АРУ определяется
заданием
коэффициентов:
Dвх=Uвх.max/Uвх.min
= 80 дб
(10000) -
динамический
диапазон входного
сигнала [3]
Dвых
= Uвых.max
/ Uвых.min
= 6 дб (2) - относительное,
допустимое
изменение
амплитуды
напряжения
на выходе линейной
части приемника.
Необходимое
изменение
коэффициента
усиления регулируемых
каскадов: Dр.треб=
Dвх
- Dвых
= 80 – 6 = 74 дб
Учитывая,
что один каскад
позволяет
получить глубину
регулировки
до 25 Дб, выбираем
число регулируемых
каскадов р=3.
Из соотношения
Ез
= Ко
Um.вх.min
= [3],где
Um.вх.min
- минимальная
амплитуда
напряжения
на входе первого
регулируемого
каскада, при
котором начинает
работать система
АРУ. Ез
- напряжение
задержки.
Um.вых.min
- минимальная
амплитуда
напряжения
на выходе последнего
каскада, охваченного
цепью регулирования
системы АРУ
при входном
сигнале приемника,
соответствующего
его чувствительности:
Um.вх.min
= U
вх.упч = 8,1
мкВ=8,1*10
В
Um.вых.min
= Uвых.min=
5В
Далее необходимо
найти напряжение
задержки и
коэффициент
усиления.
Uвых.min
= Ко
U вх.упч,отсюда
Ко
= Uвых.min
/U
вх.упч=5/ 8,1*10
=
617284
Ез
= Ко
Um.вх.min=
617284*8,1*10
=
5В = Um.вх.min
Так как
особые требования
к динамическим
свойствам АРУ
не предъявляются,
то выбираем
простейшую
однозвенную
структуры АРУ.
Теперь надо
определить
обобщенный
параметр системы:
Мmax
= p(1- 0.1p)( Up.max
+ Um.вых.min)
/(
Dвых-1)*
Up.max
* Um.вых.min
где Uрmax
- максимальное
регулирующее
напряжение,
которое подается
на регулируемые
усилители (УПЧ)
Up.max=
Кд
Uвых.max,
где Кд
- коэффициент
передачи детектора.
[1] Кд=1=Kару
Uвыхmax
-максимальное
изменение
амплитуды
сигнала на
выходе.Так как
Dвых
= Uвых.max
/ Uвых.min
= 6 дб=2, Uвых.min=5В
На выходе
амплитуда
сигнала максимально
изменяется
в 2 раза то есть
Uвыхmax
=10/2=5В , а Uвых.max=
10 В
Uвыхmax=Uвыхmax
-Uвых.min
Теперь
можно вычислить
U р
max
= 15 =5 В
Мmax
= 3(1-0,1*3)(5+5)
/(2-1)*5*5=
8,4
Длительность
переходного
процесса в
системе АРУ:
ару
=
i
*100 =100*2,8*10
=280*10
с
где
i
- средний период
следования
импульсов (по
Т.З.
i
=2,8*10
)
Максимально
допустимое
значение постоянной
времени фильтра
цепи регулирования
:
Тф
(
ару/2.3)(1
+ Мmax
)
Тф
(280*10
/2,3
)(1+ 8,4
) = 0,56 мс
Проверка
устойчивости
системы АРУ:
Тф
2
Мmax
=2*8,4*2,8*10
=
47,04 мкс
Так как
47,04 мкс
Тф
0,56
мс, то система
устойчива.
РАСЧЕТ
ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ
ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ
СХЕМЫ
РАСЧЕТ
ВХОДНОЙ ЦЕПИ.
В
заданном диапазоне
частот наиболее
эффективным
является
полосно-пропускающий
фильтр (ППФ),
выполненный
на полосковых
линиях. Применение
таких фильтров
позволяет
уменьшить
габариты, вес
и стоимость
всего изделия.
Для построения
можно воспользоваться
Чебышевской
аппроксимацией
частотной
характеристики,
поскольку она
обеспечивает
более крутые
склоны , при
меньшем числе
звеньев фильтра
, по сравнению
с максимально
плоской характеристикой
Баттерборта.
Суммарное
затухание в
полосе пропускания
будет тоже
наименьшим,
что весьма
важно для
микрополосковых
фильтров, активные
потери которых
относительно
велики.
Исходные
данные для
расчета фильтра:
Средняя
частота полосы
пропускания
fо=2
ГГц;
Полоса
пропускания
Ппр
= fпр
- f-
пр=
2f пр=
0,06 ГГц
Затухание
в полосе пропускания
Ln
(без учета активных
потерь) Ln
=1 Дб
Полоса
заграждения
П з
= fз
– f- з
= 4 fпр=
0.12ГГц
Затухание
на границах
полосы заграждения
Lз
= 30 Дб
Волновое
сопротивление
подводящих
линий Wо
= 50 Ом
Толщина
подложки h
=1,0 мм с
= 9,6 - диэлектрическая
проницаемость
Тангенциальный
угол потерь
tg
= 10 -4
. Материал
проводников
- медь.
Далее
требуется
подсчитать
число элементов
«n»
прототипной
схемы ФНЧ:
n
arch
/arch(П
з/ Ппр)
[1]
n
arch
/arch(0.12/0.06) = arch62/ arch2=ln(62+
)/ln(2+
)
= 3.65
Полученный
результат
округляем до
ближайшего
целого n
=
4.
Следовательно,
необходимое
число связанных
четвертьволновых
звеньев фильтра
равно n
+ 1 = 5.
По
справочнику
[6]
для значения
Ln
=
bn
= 1 Дб
находим величину
1/
=2.66 и обобщенные
параметры
прототипа:
q1
=2.0991;
q2
=1.0644;
q3
=2.8312;
q4
=0.7892
qo
= * Ппр
/2*fo
= 0.0472; qn+1=
q5
= qo
*1/
=
0.0472 *2.66 = 0.1254
По
формуле Аi
= qo/
[1] определяем
коэффиценты
:
А1
= 0.0472
= 0.149
А2
= 0.0472
= 0.032
А3
= 0.0472
= 0.027
А4
= 0.0472
= 0.032
А5
= 0.0472
= 0.150
Рассчитываем
волновые
сопротивления
связанных линий
каждого i-го
звена фильтра
при четном
W
и нечетном
W
видах
возбуждения.
Результаты
расчета приведены
в табл. 1
W
=
Wo(1+
Аi+
Аi2)
W
=
Wo(1-
Аi+
Аi2)
[1]
Используя
полученные
значения W
и
W
,
по графику 4.29
[1]
находим отношения
размеров МПЛ
каждого звена
(
/h);
и соответствующую
относительную
ширину зазоров
связанных линий
( S/h
). По графикам
рис. 4.29 (б) [1]
находим эффективную
диэлектрическую
проницаемость
МПЛ каждого
звена э
и с ее помощью
находим liэ
lio
=
о/4
эi
[1]
где
с= 3*1010
см/с - скорость
света в воздухе
lio
-длина
отрезков для
каждого звена
фильтра
Полученные
значения lio
необходимо
скорректировать
на величину
li,
определяемую
по рис.3.40 [1]
и учитывающую
влияние концевой
емкости разомкнутого
конца четвертьволнового
отрезка МПЛ.
Так как сосредоточенная
концевая емкость
увеличивает
эффективную
длину линии
на величину
l ,
зависящую от
размеров МПЛ,
поэтому физическая
длина li=
lio
-
li
[1]. Расчетное
значение li
заносим
в табл.1
Величину
(/h
) =0.97 находим
по графику
4.29(a)[1]
для значений
W
= W
= Wo
= 50 O
м
и
( S/h )
i
.
Абсолютные
значения i
и
Si
находим
через толщину
подложки МПЛ
«h»,
где h =
1мм. Далее
по полученным
результатам
составляем
топологическую
схему ППФ, которая
приведена на
рис.2
Перейдем
к расчету суммарного
затухания ППФ
в полосе пропускания.
Поскольку
геометрические
размеры микрополосковых
резонаторов
фильтра близки
между собой,
полагаем их
ненагруженные
добротности
Qo
одинаковыми
и потери рассеяния
фильтра в середине
Ппр
Lo
= 4.34*fo
/ (Ппр*Qo)
[1]
где
n =
4 -число элементов
фильтра
q
i -обобщенные
параметры для
каждого элемента
фильтра
Qo
- собственная
ненагруженная
добротность
одиночного
элемента фильтра
fo
= 2ГГц - средняя
частота Ппр
фильтра . Ппр
=0.06ГГц -полоса
пропускания
ТАБЛИЦА
1
Звено
N
|
1 |
2 |
3 |
4 |
5 |
W
|
58.61 |
51.62 |
51.62 |
51.62 |
58.61 |
W
|
43.63 |
48.48 |
48.48 |
48.48 |
43.63 |
(/h
)i
|
0.95 |
1 |
1 |
1 |
0.95 |
i
|
0.95 |
1 |
1 |
1 |
0.95 |
(
S/h )
i
|
1 |
3 |
3 |
3 |
1 |
Si
|
1 |
3 |
3 |
3 |
1 |
эi
|
6.2 |
6.3 |
6.3 |
6.3 |
6.2 |
liо,мм
|
15.06 |
14.94 |
14.94 |
14.94 |
15.06 |
li,мм
|
14.74 |
14.62 |
14.62 |
14.62 |
14.74 |
li,мм
|
0.315 |
0.32 |
0.32 |
0.32 |
0.315 |
Добротность
Qo
определяем
для четвертьволновых
резонаторов
одинаковых
между собой
крайних звеньев
фильтра, пологая
резонатор
несвязанным:
Qo=
*Qпд
[1] , где
-коэффициент,
учитывающий
снижение добротности
резонатора,
из-за потерь
на излучение
с разомкнутого
конца резонатора;
Qпд
= Qn
–добротность
, определяемая
диэлектрическими
потерями в
подложке (для
высококачественных
диэлектриков,
имеющих tg
= 10-4
):
Qn=
*W*
эi
*
/6
[1] ,
где
- ширина
проводника
резонатора,
м; W -
волновое
сопротивление
МПЛ,Ом;
= 5.8 *107См/м
- удельная
проводимость
проводника
из меди.
fo=2ГГц-средняячастота
Находим
волновое
сопротивление
МПЛ для крайнего
резонатора
W = (314/
)*(1
+
/h)=314/
* (1+0.95) = 52 Ом
где
=9.6-диэлектрическая
проницаемость
подложки из
поликора. (/h)
= 0,95 - отношение
размеров МПЛ
крайнего резонатора
Теперь
можно найти
Qп,
но сначала
определим э
-эффективную
диэлектрическую
проницаемость
среды в МПЛ:
э
= 0,5[1
+
(
- 1)/
]
[1]
э
= 0.5[ 1+ 9.6(9.6-1)/
Qп
= 0.95*10-3*52*
*/6
= 228 = Qпд
Определяем
значение
коэффициента,
учитывающего
снижение добротности
из-за потерь
на излучение:
=1 – 5,04*104(
h/
)1.8[(
э+1)/
э
– (
э-1)2/2
э
э*ln(
э
+1)/(
э-1)]*1/W
где
h
=
1мм-толщина
подложки
=
c/fo
= 150 мм
- длина
волны в воздушном
пространстве
W
=
52 Ом
-
волновое
сопротивление
=
1- 5.04*104(1/150)1,8[(6.6+1)/6.6-(6.6-1)2/(2*6.6*
)*ln(
+1)/
(
-1)]*1/52
= 0.95
Отсюда
имеем Qо=
*
Qпд
=0,95 * 228=218
Теперь
можно найти
потери рассеяния
фильтра
Lo
= (4.34*2/0.06*218)(2.0991+1.0644 +2.8312 +0.7892) = 4.5 дб
Потери
рассеяния
фильтра на
границах Ппр
найдем из соотношения
: Lогр=(2…3)
Lo
= 2,5*4,5 = 11,25 дб [1]
Суммарное
затухание
фильтра на
границах Ппр:
L
= 1 + 11,25 = 12,25 дб
Вид
Чебышевской
характеристики
фильтра на
рис.3
РАСЧЕТ
СМЕСИТЕЛЯ.
В
современных
радиоприемных
устройствах
СВЧ диапазона
в качестве
преобразователя
частоты применяют
в основном
двухдиодные
балансные
смесители (БС).
Основным их
достоинством
является способность
подавлять шум
АМ-колебаний
гетеродина,
что очень важно
для получения
низкого коэффициента
шума. Балансный
смеситель
работает так
же при меньшей
мощности
гетеродина,
имеет повышенную
помехоустойчивость
к сигналам
помех определенных
частот и позволяет
уменьшить
мощность гетеродина,
просачивающуюся
в антенный
тракт. В проектируемом
приемнике в
качестве смесителя
выбираем схему
БС на диодах
с барьером
Шоттки (ДБШ),
при этом основными
параметрами,
характеризующими
диод является
Lпрб
= Рс/Рпч-
потери преобразования
диода, характеризуют
уменьшение
мощности сигнала
(Рс)
при его преобразовании
в сигнал промежуточной
частоты [1]
nш
= Pш.вых
/ Пп*k*To
[1] -шумовое
отношение,
характеризует
мощность выходного
шума диода
(Рш
вых)
на промежуточной
частоте (с учетом
шума источника
сигнала) по
сравнению с
мощностью шума
обычного резистора.
Nсд
= Pш.вых
Lпрб
/ Пп*k*To
= Пп*k*To*
nш
*Lпрб
/ Пп*k*To
= nш
*Lпрб
[1] -коэффициент
шума диодного
преобразования.
В
качестве
смесительного
диода выбираем
диод типа АА112Б,
имеющего следующие
пара метры:
Lпрб
6
дб ; rвых=
440….640 Ом ; Рг=
3 мВт
Fорм=Lпрб(nш+0,41)
7дб - нормированный
коэффициент
шума диода
[1]
Схема
БС включает
в себя два диода
и элемент связи
с источником
сигнала гетеродином,
который выполняется
в виде четырехплечевого
СВЧ моста.
Работа
БС основана
на ровном
распределении
мощности сигнала
(Рс)
и гетеродина
(Рг)
между диодами,
но с определенным
фазовым сдвигом.
На выходе БС
происходит
суммирование
сигналов,
преобразованных
диодами и подавление
шумов преобразования
. Схема БС приведена
на рис. 4. В качестве
элемента связи
и делителя
мощности Рс
и Рг
используем
направленный
ответвитель
типа «тандем»,
который соединен
с БС с помощью
несимметричной
МПЛ, волновое
сопротивление
которое рассчитывается
по формуле:
Zo=
377h/
э
[1+1.735-0.0724(/h)-0.836],
Ом
Для
согласования
диода с подходящей
МПЛ используем
четвертьволновые
шлейфы Ш1
иШ2
, а для развязки
между цепями
сигнала, гетеродина
и промежуточной
частоты шлейфы
Ш3
и Ш4.
Расстояние
от точки ввода
колебаний
сигнала и гетеродина
до отвода диодов
и включение
диодов обеспечивает
противофазное
действие колебаний
гетеродина
на диоды и
противофазное
прохождение
колебание
сигнала за счет
встречного
включения
диодов, в результате
на выходе БС
точки, вызванные
шума гетеродина
будут скомпенсированы,
а токи частотами
кратными частотами
сигнала и гетеродина,
замкнутыми
через Ш3
и Ш4;
т.е. не будут
проходить на
выход преобразователя.
Контуры С1L1
и С2L2
представляют
собой два ФНЧ
, выполняемые
в виде трансформаторов
сопротивлений
с Чебышевской
характеристикой
. Индуктивности
L3
и L4
предназначены
для цепи короткого
замыкания токов
диодов. Сложение
преобразованного
сигнала ПЧ
происходит
через конденсаторы
С3
и С4.
В качестве
несимметричной
МПЛ применена
полосковая
линия с волновым
сопротивлением
50 Ом, тогда в
соответствии
с графиком
рис.3.25 [1]
при
=9.6 имеем соотношение
размеров (о
/h )=1,то есть
при h=2мм
ширина полоски
о
=2мм.
Делитель
мощности выполнен
на направленном
ответвителе
(HO)
типа «тандем»,
два делителя
которого с
боковой связью
и переходным
затуханием
8.34 дб дают возможность
реализации
3х-децибельного
тандемного
НО. Расчет такого
НО сводится
к расчету
геометрических
размеров связанных
линий на подложке
с =
9.6 при величине
переходного
затухания 8.34
дб. По графику
рис. 11.10 [4]
находим соотношение
размеров (/h)=0.77
и S /h=0.18,
где h=2мм
-толщина подложки.
Отсюда имеем
:
=
0,77*2 = 1,54 мм; S = 0,18*2 = 0,36 мм
-
ширина
МПЛ в области
связи, S-
расстояние
между связанными
МПЛ.
Длина
МПЛ в области
связи равна
о
/4 , где :
о
=
оК
/
- длина
волны в несимметричной
МПЛ
о
= с / fср
- длина волны
в свободном
пространстве
с
-скорость
распространения
света
fср
-средняя
частота рабочего
диапазона
Диапазон
рабочих частот
ограничен
частотой сигнала
f о
= 2 ГГц и гетеродина
f г
= 1,97 ГГц
fср
= ( f о
+f г
), fср
= (2+1,97)/2= 1,985ГГц
отсюда
находим
о
о
= 3*1010/1,985*109=15,1
см
Так
как
о=
о/
эф
=
тем
К [6],где:
тем
-длина волны
в МПЛ работающей
с колебаниями
волн типа ТЕМ.
К=
о
/
тем
-Коэффициент
удлинения волны
эф
= /К2
- эффективная
диэлектрическая
проницаемость
подложки. Значение
К для (/h)=0.77
найдем из
соотношения:
К= [/(1+0.63(-1)
(/h)0.1255)]0.5
[6]
К=[9.6/(1+0.63(9.6-1)0.770.1255)]0.5=1.24
эф=9.6/1.242=6.24
эф=
=
2.498
о=
15.1/2.498= 6.04 См
о/4=
1.5Cм
Для
сложения сигналов
ПЧ с детекторных
секций, выбираем
конденсаторы
такой емкости,
чтобы сопротивление
их было незначительным
на частоте f
пр
С3=С4=
100пФ
Для
развязки цепей
внешнего смещения
на диоды от ПЧ
возьмем дроссель
такой индуктивности,
чтобы его
сопротивление
было достаточно
большим L3
= L4
= 20мГн. На
рис. 5 приведена
схема стабилизатора
тока диода.
РАСЧЕТ
УПЧ
В
качестве активного
элемента выбираем
ИМС серии К228УВ2
в типовом включении,
поэтому расчет
ведем для
избирательной
системы и элементов
связи. Минимально
допустимое
с точки зрения
стабильности
формы частотной
характеристики
отношение
эквивалентной
емкости контура
каскада к емкости,
вносимой в
контур транзисторами:
a
b* f пр
/
П [1] ,
где b
=
C11/
C11
C22/
C22
- относительное
изменение
входной и выходной
емкости транзистора
(при отсутствии
дополнительных
сведений следует
брать b=
0.1...0.3)
Значение
параметра
для УПЧ с двухконтурными
каскадами
равно
=
0.8….1. Для
расчетов принимаем
b= 0.2
,
=0.9
f
пр
- промежуточная
частота. П
= 3.268 МГц - полоса
пропускания.
Возьмем a=
4
Теперь
определить,
какое количество
каскадов обеспечат
требуемый
коэффициент
усиления УПЧ
(Коупч).
Ранее рассчитанный
Купч
= 81934. Теперь определяем
устойчивый
коэффициент
усиления Куст
= Коэ
(Y21*[Y12+Y22
]-1)0.5
, где
Коэ
-устойчивый
коэффициент
усиления для
схемы с ОЭ. Для
данной схемы
( ОЭ-ОБ
) на ИМС
значение Куст
приводится
в приложении
3 [5].
Куст
=30.
Находим
минимальное
число избирательных
систем для
получения
заданного
усиления:
m
lg Купч
/lg Куст
[1] m
lg 81934/ lg 30
= 3.3 Выбираем
m
=4
Необходимое
эквивалентное
затухание
контуров,
обеспечивающее
заданную полосу
пропускания:
dэ
= П/ f пр
(m)
[1],
где
(m)
- величина
равная отношению
полосы пропускания
одного резонансного
контура к полосе
пропускания
УПЧ с числом
избирательных
систем m
. Большее
число избирательных
систем обеспечат
нам более малый
коэффициент
прямоугольности,
то есть лучшую
избирательность.
(4)
= 1,07 выбираем
из табл. 6.1 [1]
dэ
= (3,268*106/30*106)*1,07
= 0,116
Задаемся
f о1
= f о2
= f пр
dэ1=
dэ2=
dэ
d1=
d2=
d Cэ1=
Cэ2
= Cэ
где
f о1,
f о2,
dэ1,dэ2,
d1,
d2,
Cэ1,
Cэ2
- частоты
настроек,
эквивалентные
затухания,
собственные
затухания и
эквивалентные
емкости контуров
соответственно
в коллекторной
и базовой цепях.
Для расчета
вначале предполагаем
простейший
вариант реализации
схемы с полным
включением
контура к коллектору
транзистора,
то есть m1=1.Критические
значения
эквивалентного
затухания
контуров определяются
следующими
выражениями:
d’
= d + g22/(2
f пр
a C11)
d’=
0.01+ 0.112*10-3/(6.28*30*106*4*4.12*10-12)
= 0.046
[1]
d’’=
d + g11
/(2
f пр
a C22)
d’’=
0.01 + 0.26*10-5/(6.28*30*106*4*1.91*10-12)
= 0.012
где
d = 0.01
-
собственное
затухание
контура
, g11,g22,C11,
C22
- соответственно:
входные, выходные
проводимости
и емкости
транзисторов
каскада УПЧ.
В
зависимости
от соотношения
dэ
c d’
и d’’
(dэ
>d’’)
выбираем
вариант расчета
коэффициента
включения m2
:
m2=
[1] m2=
=
0.68
Эквивалентную
емкость контуров
принимаем
минимально
допустимой:
Cэ
=a C22
[1] Cэ
= 4*1.91*10-12
= 7.64 пФ
Контура
шунтируют
резисторами
с проводимостью
в
коллекторной
цепи:
qшн1=2
f пр
Cэ
(dэ-d)-
m21*g22
[1]
qшн1=
6.28*30*106*7.64*10-12(0.116-0.01)-12*0.26*10-5=
0.15*10-3
См
в
базовой цепи:
qшн2=2
f пр
Cэ
(dэ -d)-
m22
*g11
[1]
qшн2
=
6,28*30*106*7,64*10-12(0,116-0,01)-0,682*0,112*10-3=
0,1*10-3
См
Отсюда:
Rш1=
1/ qшн1=
1/0,15*10-3=
6,6 КОм Rш2=
1/ qшн2=
1/0,1*10-3=
10 КОм
Коэффициент
усиления
двухконтурного
каскада на
частоте настройки
Кдк
=
/ (1+2)*
m2
* Y21
/ (2
f пр
Cэ
dэ
) [1] ,
где
= 1 - обобщенный
параметр связи
между контурами.
Кдк
=
1/(1+1)*(0,68*3,81*10-3)/(2*3,14*30*106*7,64*10-12*0,116)=
7,75
Поскольку
Кдк<
Куст
,
то усилитель
устойчив и
перерасчет
коэффициентов
включения не
требуется.
Находим
индуктивность
контурных
катушек:
Lк=2,53*1010/
f пр2
Cэ
[1], где f
пр
=30*103
КГц - частота
настройки
контура, равная
промежуточной,
Cэ
=7,64 - эквивалентная
емкость контура
(в пФ),
Lк=2,53*1010/(30*103)27,64
= 3,68 мкГн
Находим
емкость конденсаторов
настройки
контуров, полагая
емкость монтажа
Cм
= 4 пФ
Cк1=
Cэ
- m21
C22-
Cм
Cк1
= 7,64 - 1,91*1 – 4 = 1 ,73 пФ
Cк2
= Cэ
- m22
C11-
Cм
Cк2
= 7,64 - 4,12*0,682 -
4 = 1,73 пФ
Разделительные
емкости: Cр
50/2
f прRвх
Cр
50/6,28*30*106*400
= 660 пФ
В
качестве
конденсаторов
Cк1
и Cк2
используем
подстроечные
конденсаторы
типа КТ4-25 с пределами
изменения
емкости 0.4....2
пФ,а в качестве
конденсаторов
Cр
используем
конденсаторы
типа К10-7В номиналом
680 пФ.
Схема
каскада УПЧ
и электрическая
схема ИМС приведены
на рис.6 и 7.
РАСЧЕТ
ДЕТЕКТОРА
РАДИОИМПУЛЬСОВ.
Для
детектирования
радиоимпульсов
выбираем схему
последовательного
детектирования
рис. 8. В качестве
нелинейного
элемента в
детекторе
используем
германиевый
диод типа Д2В,
имеющий следующие
параметры:
Ri
= 120
Ом , Сд
=1пФ , f max
= 150 МГц. Емкость
конденсатора
нагрузки берем
равной Сн=10Сд-См=
С’н
-См
[1],где
См=
3....5 пФ- емкость
монтажа, принимаем
4 пФ имеем
: Cн
=10 - 4 = 6пФ ,
С’н
= 10 пФ ,
сопротивление
нагрузки Rн
=
с
/2,3*С’н
[1] ,
где:
с
=0,2
и
- длительность
среза видеоимпульсов
с
= 0,2*1,2*10-6=0,24
мкс
Rн
= 0,24*10-6/2,3*10-12=11
КОм
Теперь
проверяем
выполнения
условия Rн
Cн
>(1..2)/ f пр
[1]
11*103*6*10-12>2/30*106
6.6*10-8>6*10-8
Определяем
коэффициент
передачи детектора
и входное
сопротивление
по кривым,
приведенным
на рис.9.2 и 9.5 [1]
при
Rн
/ Ri
=11000/120=92 Кd=0.92
при
Кd=0.92
имеем Rвхд
/ Ri=70
отсюда Rвхд
=70*Ri
Rвхд=120*70=
8,4 КОм
РАСЧЕТ
СИСТЕМЫ АРУ.
Расчет
системы АРУ
начнем с расчета
пикового детектора
и фильтра нижних
частот. Исходя
из того, что
значение постоянной
времени цепи
регулирования
47,04 мкс
Тф
0,56
мс полагаем
Тф
=0,1 мс.Принимая
Rф=10
Ком находим
емкость фильтра
. Сф=
Тф
/ Rф=
0,1*10-3/104=
10нФ [1]
Находим
постоянную
времени заряда
емкости нагрузки
детектора
з
= 0,2 *
и
= 0,2*1,2*10-6 =
0,24 мкс ,где
и
- длительность
импульсов. В
качестве диода
с большим обратным
сопротивлением
выбираем диод
типа Д2В. Определяем
величину емкости
нагрузки детектора
Cн
Cнд,
Cнд
=
з
/( Rн
+ Ri
) [1] , где Rн
=150 Ом - сопротивление
нагрузки, Ri=
120 Ом - внутреннее
сопротивление
диода Cнд
= 0,24*10-3/(120+150)=0,9
нФ
Теперь
надо найти
сопротивление
нагрузки детектора
АРУ.
Rнд=
р
/ Cнд
, где
р
-время разряда
емкости [1]
р
0,1* Тф
/4*Мmax
,
р
0,1*0.1*10-3/4*8.4;
р
0.29мкс
возьмем
р
=
0,16 мкс Rнд=0,16*10-6/0,9*10-9=182
Ом
Далее
найдем коэффициент
передачи детектора:
Кд=
р[1-exp(-
и/з)][
1-exp(-
и/
p)]/
Tи
*[1-exp((-
и/p)
+(
и/
з)]
[1]
Tи=
2.8 мкс
Кд=
0,2*10-6[1-exp(-6)][1-exp(-7.5)]/2.8*10-6*[1-exp(-2.5)]=
0.06
Рассчитаем
цепь задержки,
задаваясь
напряжением
смещения Uсм
=12,6 В и током диода
Iд=7,6
мА
R2
0.01*
Rнд=0.01*182=1.8
Ом
R1=
(Uсм-Ез
)/Iд
= (12,6 – 5)/7,6*10-3=
1 КОм
C1=50/(2
f пр
R1)=50/6,28*30*106*103=
270 пФ
Теперь
определяем
элементы и их
значения для
межкаскадных
развязывающих
фильтров. Полагая
Rрф=
10 КОм , Cрф=
20/(2
f пр
Rрф)
имеем
Cрф=20/(6,28*30*106*104)=
11пФ
Схема
системы АРУ
приведена на
рис. 9
РАСЧЕТ
АЧХ ТРАКТА УПЧ.
Резонансная
система представляет
собой два контура,
связанных между
собой при
критическом
параметре связи
=1. Рассчитаем
частотную
характеристику
Н(
)
Н
=(2/
)n/2
[2] , где n=4
- число каскадов
УПЧ
=
2
f
/ dэ
f пр
-текущая
расстройка;
f
-величина расстройки,
отсчитываемая
от f пр=30МГц
dэ
= 0,116 эквивалентное
затухание
контуров;
Полученные
результаты
заносим в таблицу
N 2
ТАБЛИЦА
2
f,МГц
|
|
Н |
1/Н,дб |
f,МГц
|
|
Н |
1/Н,дб |
0 |
0 |
1 |
0 |
6,5 |
3,736 |
0,02 |
33,928 |
0,5 |
0,287 |
0,998 |
0,014 |
7 |
4,023 |
0,015 |
36,454 |
1 |
0,574 |
0,974 |
0,233 |
7,5 |
4,31 |
0,012 |
38,817 |
1,5 |
0,862 |
0,787 |
1,123 |
8 |
4,598 |
0,009 |
41,042 |
2 |
1,149 |
0,697 |
3,142 |
8,5 |
4,885 |
0,007 |
43,129 |
2,5 |
1,437 |
0,484 |
6,303 |
9 |
5,172 |
0,006 |
45,099 |
3 |
1,724 |
0,312 |
10,126 |
10 |
5,747 |
0,004 |
48,746 |
3,5 |
2,012 |
0,196 |
14,146 |
11 |
6,322 |
0,003 |
52,049 |
4 |
2,299 |
0,125 |
18,044 |
12 |
6,897 |
0,002 |
55,067 |
4,5 |
2,586 |
0,082 |
21,713 |
13 |
7,471 |
0,001 |
57,84 |
5 |
2,874 |
0,055 |
25,133 |
14 |
8,046 |
0,0009 |
60,413 |
5,5 |
3,161 |
0,039 |
28,286 |
15 |
8,621 |
0,0007 |
62,809 |
6 |
3,448 |
0,028 |
31,207 |
16 |
9,195 |
0,0006 |
65,048 |
РАСЧЕТ
АМПЛИТУДНОЙ
ХАРАКТЕРИСТИКИ
ПРИЕМНИКА
С
ВКЛЮЧЕННОЙ
АРУ.
Для упрощения
расчетов используем
линейную
аппроксимацию
амплитудной
характеристики,
которая находится
из соотношения:
U
вых =
UвхminKo+(U
вх – Uвхmin)
Ko
(D вых
–1 )/(D
вх-1) [7] где
Ko
=617284 - коэффициент
усиления тракта
УПЧ при действии
системы АРУ;
Uвхmin
= 8.1*10-6
B- напряжение
на входе первого
регулируемого
каскада УПЧ
, при котором
начинает работать
система АРУ:
(D вых
–1 )/( D
вх
-1)=(2-1)/(10000-1)=1*10-4
Uвыхmin=
Ko
Uвхmin=
Ез
=5 В
Uвхmax=
Uвхmin
D вх=
8.1*10-6*10000=
81 мВ
Результаты
расчета сведены
в таблицу N3.
ТАБЛИЦА 3
Uвх,мкВ
|
Uвых,В
|
Uвх,мкВ
|
Uвых,В
|
Uвх,мкВ
|
Uвых,В
|
10 |
5,00 |
15000 |
5,9 |
55000 |
8,4 |
100 |
5,01 |
20000 |
6,2 |
60000 |
8,8 |
500 |
5,03 |
25000 |
6,5 |
65000 |
9,0 |
1000 |
5,06 |
30000 |
6,85 |
70000 |
9,3 |
2500 |
5,15 |
35000 |
7,2 |
75000 |
9,6 |
5000 |
5,3 |
40000 |
7,5 |
80000 |
9,9 |
7500 |
5,5 |
45000 |
7,8 |
82000 |
10,6 |
10000 |
5,6 |
50000 |
8,1 |
|
|
ИЗМЕРЕНИЕ
ПАРАМЕТРОВ
ПРИЕМНИКОВ.
ИЗМЕРЕНИЕ
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ.
Для СВЧ
приемников
чувствительность
принято оценивать
по величине
мощности сигнала
на входе приемника,
при которой:
при заданном
отношении
сигнал/шум
на выходе
обеспечивается
определенная
реальная и
предельная.
Предельная
чувствительность
приемника
характеризуется
величиной
мощности входного
сигнала при
отношении
сигнал /
шум
р
=1 на входе .Реальная
чувствительность
(Рас)
приемника
характеризуется
наименьшим
значением
мощности сигнала
на входе приемника,
при котором
на выходе приемника
обеспечивается
заданное значение
отношения
сигнал /
шум
р
=10.
Уровень
внешних шумов
в СВЧ диапазоне
сравнительно
невысок и поэтому
чувствительность
СВЧ приемников
ограничивается
их собственными
шумами и коэффициентом
усиления, при
этом чувствительность
тем выше, чем
больше коэффициент
усиления, т.е.
при измерениях
желательно
отключать
систему АРУ,